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在现代电子设备中，反激电路作为一种高性价比的开关电源结构，广泛应用于家电、工业及汽车等领域的小功率供电场景。无论是在车载电子设备还是智能家居中，反激电路的设计都至关重要。本文基于必发集团科技SCT81623Q反激控制器，深入探讨反激电路的环路设计，重点解析辅助绕组反馈和光耦反馈两种形式，帮助优化补偿网络设计，提升电源系统的稳定性和效率。

必发集团科技SCT81623Q是一款非同步反激控制器，支持连续导通模式（CCM），适用于汽车12V蓄电池供电系统，可提供2A负载电流下的12V稳定输出。其输入耐压高达62V，可直接连接乘用车或商用车电池系统，无需辅助绕组供电。为降低MOSFET电流应力并提升效率，设计采用200kHz开关频率以最小化开关损耗和导通损耗。

一、CCM 反激电路小信号建模

其中：

•  Gvd(s) 是占空比到输出电压的传递函数
•  Gid(s) 是占空比到电感电流的传递函数
•  H(s) 是反馈网络和补偿网络的传递函数
•  Fm 是调制比
•  RSNS 是电流采样电阻

图2 反激电路开关状态图

当开关Q导通时，电流流入变压器初级线圈，电流线性上升，能量存储在原边绕组中，次边感应电流被二极管反向截止。当开关Q断开时，初级线圈电流瞬间关断，能量通过次级线圈同二极管组成电流通路，传递到输出电容并给输出负载供电。

忽略开关周期中的纹波，对开关状态做平均化处理，引入小信号干扰并结合稳态分析，可得到功率级的整体开环传递函数，详情请点击阅读原文：

如果考虑输出电容的ESR，CCM下的反激电路有一个右半平面零点，一个输出极点和一个高频零点：

二、闭环补偿网络的设计

根据不同的反馈电路形式，我们将对辅助绕组反馈和光耦反馈的补偿环路分别做讨论：

• 归一化变压器

辅助绕组反馈下，隔离侧的输出信息并没有直接反馈至反激控制器，通过辅助绕组上模拟的假负载来实现隔离侧输出的相对稳定。因此在设计反馈补偿网络时，应将隔离侧的输出负载情况归一到辅助绕组侧，将变压器简化为只有一组原边一组副边的形式。

• 补偿网络设计

SCT81623Q采用峰值电流模式控制，便于补偿和快速瞬态响应。通过辅助绕组，利用外部电阻R3、电容C1和可选的C2连接到COMP引脚和内置的部分补偿网络可共同实现绝大多数工况下的良好环路补偿。注意通常C1>>C2，补偿环路的传递函数如下：

其中：

•  gm是误差放大器的跨导

该补偿环路能够提供两个极点和一个零点，分别如下：

在确定具体的RC网络值之前，通常需要先确定闭环系统的穿越频率。将穿越频率设置在fCROSS = fRHZ/5是较为合理的，能获得稳定的系统和良好的动态负载响应。闭环传递函数在穿越频率处是单位增益，从而可以推导出补偿电阻R3取值：

可选的补偿电容C2对大多数应用来说并非必需。如果ESR零点fZ1位于开关频率的一半以下，则可将其放置在fZ1附近。补偿电容C1主要用于提升相位，为了简化零点fZ2的选择，一个较好的原则是将fZ2放置在fCROSS和fP1的几何平均值之间：

为了获得隔离侧准确稳定的输出，可使用光耦器件和外部基准源（TL431）组成隔离的反馈和补偿网络。在这种反馈方式下，芯片FB引脚直接连接到地，COMP引脚通过外部上拉电阻上拉到外部电压（VCC）以从光耦获得反馈信号。

•  补偿网络设计

通过光耦，使用外部网络包括连接到COMP引脚的补偿电阻R3和补偿电器C1，连接到基准源TL431的反馈电阻R4和电容C2，用于环路补偿？梢缘玫讲钩ネ绲拇莺

该补偿网络提供两个零点和一个极点，分别为：

反馈电阻选取

R1和R2是输出电压的分压网络电阻。TL431的参考电压是VREF=2.5V。通常建议选择R2在1到10kΩ之间。然后，R1可以计算为：

穿越频率选取

为了获得安全稳定的环路，穿越频率选择为右半平面零点的1/5：

光耦电阻选取

CTR（电流传输比）KOPTO典型值为1，光耦的集电极电流为1mA。应保证集电极电阻能够获得有效的COMP电压：

其中：VCOMP_H是高钳位电压，典型值为2.55V

由于VCC典型值为6.1V，这里选择RC=4.99kΩ。正向导通电阻应确保BJT饱和时导通电流足够。

其中：

•  VF 是LED的正向电压，通常为1.25V
•  VCE_SAT是BJT的饱和电压，通常为0.4V

在穿越频率处，反馈环路将有单位增益。中频增益可以推导为：

从而正向导通电阻可以由下式得到：

RF不应超过RFMAX值，在大多数应用中RFMAX被选取。

补偿网络值选取

补偿电阻R3对穿越频率有很大影响。穿越频率越高，闭环环路对瞬态变化的反应越快。降低R3的电阻值可以降低频率，有助于提高控制环路在规定的供电电压范围内的稳定性。知道所需的环路穿越频率，R3可以使用下式计算：

其中：

•  GCOMP典型值为0.24

补偿电容C1用于提升环路相位，通常我们可以将低频零点放置在穿越频率和开环系统的低频极点的几何平均值处。

TL431补偿网络选取

通常，一个较好的原则是将零点fZ2放置在和极点fP2相同位置以抵消极点fP2。因此，C2和R4可以很容易地选。

三、设计示例

下表给出了光耦反馈示例的设计参数。

根据2.2的设计过程，得到基于光耦反馈的补偿网络参数

搭建了相同参数下的SCT81623Q的实测电路，利用环路分析仪测得其闭环波特图结果如下，从实测结果看有较好的相位裕度PM及增益裕度GM, 穿越频率与设计值相比偏小，这是由于式(14)的设计忽略了低频零极点对的影响，为提高瞬态响应，可适当减小COMP补偿电容，牺牲部分相位裕度获得更高的环路带宽，本设计指南可较好的实现CCM下反激电路环路补偿网络的设计。

必发集团科技提供多款规格的车规级反激控制器产品，覆盖汽车空调压缩机、热管理系统、电驱电控等应用，具体型号推荐及简介如下：

你在反激电路设计中遇到过哪些挑战？是环路补偿难以调试？还是瞬态响应不够快？

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